3.5 通用变频器中的整流器

3.5.1 二极管整流器

通用变频器中采用二极管不可控桥式整流电路方案。逆变器采用PWM方案，这是一种较好的方案。与晶闸管整流器相比，这种方案在全速度范围内网侧功率因数比较高。由于不必设置相应的控制电路，所以控制简单，成本也较低。

1.网侧功率因数

二极管桥式整流电路的工作原理十分简单，不必深入分析。这里主要就其用于通用变频器时的一些技术问题进行必要的说明。理论上讲，二极管整流器的原侧功率因数应该接近于1，但实际上，由于中间直流回路采用大电容作为滤波器，整流器的输入电流实际上是电容器的充电电流，呈较为陡峭的脉冲波，其谐波分量较大。虽然其基波功率因数cosφ₁接近于1，但总功率因数却不可能是1。根据定义，网侧的总功率因数λ应为总有功功率和总视在功率之比，即

式中 U——额定输入电压；

I——额定输入电流；

P——额定输入功率；

U_n——n次谐波电压有效值；

I_n——n次谐波电流有效值；

cosφ_n——n次谐波电压、电流间的功率因数。

这说明输入波形的畸变将影响输入侧的总功率因数。这种影响可用基波因数（原称畸变因数）来表示。基波因数定义为

若令

则网侧的总功率因数可以表示为

图3-18 输入电压、电流波形

对于二极管整流的情况，基波电压和基波电流同相，cosφ₁=1，所以有，可见这种情况下，网侧的总功率因数仅与高次谐波的含量有关。

通常情况下，电源设备的内阻抗可以起到缓冲直流滤波电容的无功功率的作用。这种内阻抗即变压器的短路阻抗，其相对值越大，则输入电流的谐波含量越小。即电源的容量相对较大（短路阻抗较小）时，将使谐波含量相对变大，如图3-18所示。

在需要时，可在电网侧接入AC电抗器（选购件）来减小网侧电流的谐波含量，表3-1说明了AC电抗器减小谐波含量的效果。

表3-1 电源侧电流高次谐波含有率

2.高次谐波电流造成的不良影响

（1）占用电网容量。一般情况下应考虑电源设备的裕量。

（2）引起电网电压波形畸变。电网容量越大，观察到的电流波形越陡峭，电流畸变越严重，如图3-18所示。与此相反，电网容量相对较小，电压波形的畸变较严重，如图3-19所示。比较图3-19a和3-19b，畸变程度与变频器的负载大小有关。

图3-19 电压波形的畸变

a）变频器空载情况 b）变频器额定负载情况

图3-20 接有电力电容器时的电路及其等效电路

a）电路连接示意图 b）等效电路图

（3）对改善功率因数用的电力电容器产生不良影响。当变频器单机容量或总和容量较大时，这种影响便会显现出来。一旦由于高次谐波而引起并联谐振，电力电容器则流入异常大的电流，引起过热或绝缘的损坏。图3-20a为接线示意图，图3-20b为等效电路。对于谐波电流I_n，电源的谐波阻抗Z_on和电力电容器的谐波阻抗Z_cn相当于并联。

由等效电路，可以列出下式

因为

|Z_on+Z_cn|＜|Z_on| （3-5）

所以当

-2Z_on＜Z_cn<0

即Z_on为容性阻抗（为负值）的场合，下式

Z_on+Z_cn=0 （3-6）为并联谐振的条件。这种情况下，高次谐波电流的幅值将特别大；危及电力电容器的安全。解决的办法有如下几种：

①改变电容器回路中电感的可调部分；

②高次谐波含量较多时，增加电容回路串联电抗器的电抗值；

③投入电力电容器的调整容量；

④电力电容器设置位置适当改变。

二极管三相桥式整流器用于通用逆变器时，尽管电网侧由谐波含量引起了上述技术问题。但从总体上看，这种方案控制简单，成本较低，网侧总的功率因数较高，仍然具有较大优势。因此，目前通用变频器中这种方案应用最多。谐波对电网的污染以及对其他设备造成的影响，通常采用在逆变器的直流回路中接入直流电抗器（又称改善功率因数用直流电抗器）或在交流输入端串联电抗器（又称改善功率因数用交流电抗器）的办法予以解决。从实践上看，效果是令人满意的，成本也不太高。

3.5.2 PWM整流器

图3-21 单相桥式PWM整流电路

随着PWM技术的发展，不仅成功地用于逆变电路，而且还可用于整流电路，形成PWM整流的控制方式。此时通过对整流电路的PWM控制，可使输入电流正弦且和输入电压同相位，获得非常接近于1的输入功率因数，故亦称单位功率因数变流器。

1.单相PWM整流电路

单相桥式PWM整流电路如图3-21所示。按照自然采样法对功率开关器件VI₁～VI₄进行SPWM控制，就可在全桥的交流输入端AB间产生SP_- WM波电压u_AB。u_AB中含有和正弦调制波同频、幅值成比例的基波，以及载波频率的高次谐波，但不含低次谐波。由于交流侧输入电感L_S的作用，高次谐波造成的电流脉动被滤除，控制正弦调制波频率使之与电源同频，则输入电流i_S也可为与电源同频的正弦波。

单相桥式PWM整流电路按升压斩波原理工作。

输入电流i_S相对电源电压u_S的相位是通过对整流电路交流输入电压u_AB的控制来实现调节的。图3-22给出交流输入回路基波等效电路及各种运行状态下的相量图。图中、、和分别为交流电源电压u_S、电感L_S上电压u_L、电阻R_S上电压u_R及输入电流i_S的基波相量，为u_AB的相量。

图3-22 PWM整流电路输入等效电路及运行状态相量图

a）输入等效电路 b）整流 c）逆变 d）无功补偿 e）I_S超前U·_Sφ_角

图3-22b为PWM整流状态，此时控制滞后一个δ角，以确保与同相位，功率因数为1，能量从交流侧送至直流侧。图3-22c为PWM逆变状态，此时控制超前的一个δ角，以确保与正好反相位，功率因数也为1，但能量从直流侧返回至交流侧。从图3-22b、c可以看出，PWM整流电路只要控制的相位，就可方便地实现能量的双向流动，这对需要有再生制动功能、欲实现四象限运行的交流调速系统是一种必须的变流电路方案。图3-22d为无功补偿状态，此时控制滞后一个δ角，以确保超前90°，整流电路向交流电源送出无功功率。这种运行状态的电路被称为无功功率发生器SVG（Static Var Gen-erator），用于电力系统无功补偿。图3-22e表示了通过控制的相位和幅值，可实现与间的任意相位φ关系。

2.三相PWM整流电路

三相桥式PWM整流电路结构如图3-23所示，其工作原理同单相电路，仅是从单相扩展到三相。只要对电路进行三相SPWM控制，就可在整流电路交流输入端A、B、C得到三相SPWM输出的电压。对各相电压按图3-22b相量图控制，就可获得接近单位功率因数的三相正弦电流输入。电路也可工作在逆变状态或图3-22d、e的运行状态。

图3-23 三相桥式PWM整流电路

3.PWM整流电路的控制

为使PWM整流电路获得输入电流正弦且和输入电压同相位的控制效果，根据有无电流反馈可将控制方式分为两种：间接电流控制和直接电流控制。间接电流控制没有引入电流反馈，其动态特性差，较少应用；直接电流反馈则通过运算求出交流输入电流参考值，再采用交流电流反馈来直接控制输入电流，使其跟踪参考值，获得期望的输入特性。

图3-24给出了一种最常用的电流滞环比较直接电流控制系统结构框图。这是一个双闭环控制系统，外环为直流电压控制环，内环为交流电流控制环。直流电压给定u_d∗和实际直流电压u_d相比较，差值信号送PI调节器作比例-积分运算，以确保u_d实现动态调节快、静态无差，其输出作为直流电流参考值i_d∗。i_d∗分别乘以与三相电源电压u_a、u_b、u_c同相位的正弦信号sin（ω₁t+2kπ/3）（k=0、1、2）后，得到三相交流电流的正弦参考值i_a∗、i_b∗、i_c∗，它们分别和各自的电源电压同相位，而幅值则和反映负载电流大小的直流电流参考值i_d∗成正比，这正是整流器作单位功率因数运行时所需的交流电流参考值。i_a∗、i_b∗、i_c∗相比较后，通过对各相功率开关的滞环控制，使实际交流输入电流跟踪参考值，实现输入电流的直接反馈控制。

图3-24 直接电流控制系统结构框图

这种采用滞环电流比较的直接电流控制系统结构简单，电流响应快，控制运算与电路参数无关，鲁棒性好，因而应用较多。