3.6 变频器中的逆变器

3.6.1 逆变器的类型

根据直流输入储能元件类型的不同，逆变电路可分为两种类型：

1.电压源型逆变器

电压源型逆变器是采用电容作储能元件，图3-25为一单相桥式电压源型逆变器原理图。电压源型逆变器有如下特点：

1）直流输入侧并联大电容C用作无功功率缓冲环节（滤波环节），构成逆变器低阻抗的电源内阻特性（电压源特性），即输出电压恒定，其波形接近矩形，电流波形与负载有关，接近正弦。

2）由于直流侧电压极性不允许改变，无功从交流向直流回馈时只能改变电流方向来实现，为此在各功率开关元件旁反并联续流二极管，为感性负载电流提供反馈能量至直流的无功通路。图3-26绘出了一个周期内负载电压u、负载电流i的理想波形，按u、i极性分区内导通的元件及功率的流向（P>0，功率从直流流向交流；P<0，从交流流向直流），可以说明VD对无功传递的重要作用。

图3-25 电压源型逆变器

图3-26 二极管的无功传递的作用

2.电流源型逆变器

电流源型逆变器采用电感作储能元件，图3-27为一单相桥式电流源型逆变器原理图。

电流源型逆变器有如下特点：

1）直流回路串以大电感L_d作无功元件（滤波元件）储存无功功率，也就构成了逆变器高阻抗的电源内阻特性（电流源特性），即输出电流基本恒定，波形接近矩形；电压波形与负载有关，在正弦波基础上叠加换流电压尖峰。

图3-27 电流源型逆变器

2）由于直流环节电流I_d不能反向，只有改变逆变器两端直流电压极性来改变能量流动方向、反馈无功功率，无须设置无功二极管。这个过程可用图3-28所示三相电流源型交-直-交变频调速系统运行状态的变化来说明。

当电动机运行在电动状态时，需要能量从交流电网送至电动机，从逆变器（桥Ⅱ）的角度看，即要求功率从直流侧送至交流侧，此时，控制桥Ⅰ工作在整流状态、桥Ⅱ工作在逆变状态。在设定的I_d电流方向下，两桥直流电压均上（+）、下（-），确保了功率P>0的流向，如图3-28a所示。

当电动机运行在回馈制动时，电动机运行在发电状态，须使能量从电动机反馈送至电网。从原逆变器（桥Ⅱ）角度看，要求功率从其交流侧反馈至直流侧，此时，应控制桥Ⅱ工作在整流状态、桥Ⅰ工作在逆变状态下，两桥直流电压极性改变为上（-）、下（+），在设定的I_d电流方向下，确保了功率P<0的流向，如图3-28b所示。由此可见，电流源型逆变器只要改变两桥移相触发角的范围，实现直流电压极性的改变即可实现功率的双向流动。

图3-28 电流源型逆变器

a）P＞0 b）P＜0

3.6.2 PWM逆变电路

按照输出交流电压半周期内的脉冲数，PWM可分为单脉冲调制和多脉冲调制；按照输出电压脉冲宽度变化规律，PWM可分为等脉宽调制和SPWM。按照输出半周期内脉冲电压极性，PWM可分为单极性调制和双极性调制。在输出电压频率变化中，按照输出电压半周期内的脉冲数固定还是变化，PWM又可分为同步调制、异步调制和分段同步调制等。对于这些有关调制技术的基本原理和概念，准备通过单相脉宽调制电路来说明。

1.单脉冲调制与多脉冲调制

图3-29a为一单相桥式逆变电路。功率开关器件VT₁、VT₂之间及VT₃、VT₄之间作互补通、断，则负载两端A、B点对电源E负端的电压波形u_A、u_B均为180°的方波。若VT₁、VT₂通断切换时间与VT₃、VT₄通断切换时间错开λ角，则负载上的输出电压u_AB得到调制，输出脉宽为λ的单脉冲方波电压，如图3-29b所示。λ调节范围为0°～180°，从而使交流输出电压u_AB的大小可从零调至最大值，这就是电压的单脉冲脉宽调制控制。

图3-29 单相逆变电路及单脉冲调制

a）单相逆变电路 b）单脉冲PWM

如果对逆变电路各功率开关元件通断做适当控制，使半周期内的脉冲数增加，就可实现多脉冲调制，图3-30a为多脉冲调制电路原理图，图3-30b为输出的多脉冲PWM波形，图中u_T为三角波的载波信号电压，u_R为输出脉宽控制用调制信号，u_D为调制后输出PWM信号。当u_R>u_T，比较器输出u_D为高电平；当u_R<u_T，比较器输出u_D为低电平。由于u_R为直流电压，输出u_D为等脉宽PWM；改变三角载波频率，就可改变半周期内脉冲数。

图3-30 多脉冲调制电路及PWM波形

a）多脉冲调制电路 b）多脉冲PWM

2.SPWM

等脉宽调制产生的电压波形中谐波含量仍然很高，为使输出电压波形中基波含量增大，应选用正弦波作为调制信号u_R。这是因为等腰三角形的载波u_T上、下宽度线性变化，任何一条光滑曲线与三角波相交时，都会得到一组脉冲宽度正比于该函数值的矩形脉冲。所以用三角波与正弦波相交，就可获得一组宽度按正弦规律变化的脉冲波形，如图3-31所示。而且在三角载波u_T不变条件下，改变正弦调制波u_R的周期就可以改变输出脉冲宽度变化的周期；改变正弦调制波u_R的幅值，就可改变输出脉冲的宽度，进而改变u_D中基波u_D1的大小。因此在直流电源电压E不变的条件下，通过对调制波频率、幅值的控制，就可使逆变器同时完成变频和变压的双重功能，这就是SPWM正弦脉宽调制。

图3-31 正弦脉宽调制（单极性）

3.单极性调制与双极性调制

从图3-31中可以看出，半周期内调制波与载波均只有单一的极性：u_T>0，u_R>0；输出SP-WM波也只有单一的极性：u_D>0；负半周期内，u_D<0；u_D极性的变化是通过倒相电路按半周期切换所得。这种半周期内具有单一极性SPWM波形输出的调制方式称单极性调制。

逆变电路采用单极性调制时，在输出的半周期内每桥臂只有上或下一个开关器件作通断控制，另一个开关元件关断。如任何时候每桥臂的上、下器件之间均作互补通、断，则可实现双极性调制，其原理如图3-32所示。双极性调制时，任何半周期内调制波u_R、载波u_T及输出SPWM波u_D均有正、负极性的电压交替出现，有效地提高了直流电压的利用率。

图3-32 双极性SPWM

4.同步调制与异步调制

SPWM逆变器的性能与两个重要参数有关，它们是调制比m和载频比K。其定义分别为

式中 U_Rm、f（ω、T）——参考信号（基波）u_R的幅值、频率（角频率、周期）；

U_cm、f_c（ω_c、T_c）——载频信号u_c的幅值、频率（角频率、周期）。

在SPWM方式中，U_cm的值常保持不变，m值的改变由改变U_Rm来实现。

在调速过程中，视载频比K是否改变，可以分为同步调制和异步调制两种方式，如图3-33所示。

（1）同步调制。在改变f的同时成正比地改变f_C，使K保持不变，则称为同步调制。采用同步调制的优点是可以保证输出波形的对称性。对于三相系统，为保持三相之间对称、互差120°相位角，K应取3的整数倍；为保证双极性调制时每相波形的正、负半波对称，则该倍数应取奇数。由于波形的对称性，不会出现偶次谐波问题。但是，受开关器件允许的开关频率的限制，保持K值不变，在逆变器低频运行时，K值会过小，导致谐波含量变大，使电动机的谐波损耗增加，转矩脉动相对加剧。

图3-33 BJT逆变器基波频率与载波频率的关系

f_C—载波频率 f_N—基本频率 f—基波频率

（2）异步调制。在改变f的同时，f_C的值保持不变，使K值不断变化，则称为异步调制。采用异步调制的优点是可以使逆变器低频运行时K值加大。相应地减小谐波含量，以减轻电动机的谐波损耗和转矩脉动。但是，异步调制可能使K值出现非整数，相位可能连续漂移，且正、负半波不对称。相应的偶次谐波问题变得突出了。但是如果器件开关频率能满足要求，使得K值足够大，这个问题就不很突出了。采用IGBT作为主开关器件的变频器，已有采用全速度范围内异步调制方案的机种，这克服了下述的分段同步调制的关键弱点。

例：设有一SPWM逆变器，功率开关元件为BJT。为确保BJT安全工作，限定最高开关频率不超出2kHz；为确保SPWM谐波特性，最低开关频率约为1kHz，试画出额定运行频率f_N=50Hz内，载波比K=f_T/f_R=36、72、144，见表3-2，分段同步调制时的f_T-f_R的关系曲线（见图3-34）。

表3-2 f_N、K、f_T的数值

图3-34 例题的f_T-f_R曲线

3.6.3 由SPWM逆变器组成的变频器

图3-35是SPWM变频器的原理框图。这种采用二极管组成不可控整流器及由自关断器件组成逆变器的主电路方案，是目前应用最多的一种方案。图中逆变器的主开关器件是BJT，从原理上说，当然也可以采用GTO或IGBT。逆变器控制信号，通常情况下利用三相对称的正弦波参考信号与一个共用的三角波载频信号互相比较来生成，如图3-35b所示。

图3-35 SPWM变频器的原理图

a）主电路 b）控制电路框图